高速PCB布線實踐指南 (下)

發(fā)布時間：2011-12-15 00:00:00 分類：企業(yè)新聞

杭州PCB抄板公司-緯亞電子：接地平面

　　實際上需要討論的內容遠不止本文提到的這些，但是我們會重點突出一些關鍵特性并鼓勵讀者進一步探討這個問題。

　　接地平面起到公共基準電壓的作用，提供屏蔽，能夠散熱和減小寄生電感(但它也會增加寄生電容)的功能。雖然使用接地平面有許多好處，但是在實現(xiàn)時也必須小心，因為它對能夠做的和不能夠做的都有一些限制。

　　理想情況下，PCB有一層應該專門用作接地平面。這樣當整個平面不被破壞時才會產生好的結果。千萬不要挪用此專用層中接地平面的區(qū)域用于連接其它信號。由于接地平面可以消除導體和接地平面之間的磁場，所以可以減小印制線電感。如果破壞接地平面的某個區(qū)域，會給接地平面上面或下面的印制線引入意想不到的寄生電感。

　　因為接地平面通常具有很大的表面積和橫截面積，所以使接地平面的電阻保持小值。在低頻段，電流會選擇電阻小的路徑，但是在高頻段，電流會選擇阻抗小的路徑。

　　然而也有例外，有時候小的接地平面會更好。如果將接地平面從輸入或者輸出焊盤下挪開，高速運算放大器會更好地工作。因為在輸入端的接地平面引入的寄生電容，增加了運算放大器的輸入電容，減小了相位裕量，從而造成不穩(wěn)定性。正如在寄生效應一節(jié)的討論中所看到的，運算放大器輸入端1 pF的電容能引起很明顯的尖脈沖。輸出端的容性負載——包括寄生的容性負載——造成了反饋環(huán)路中的極點。這會降低相位裕量并造成電路變得不穩(wěn)定。

　　如果有可能的話，模擬電路和數(shù)字電路——包括各自的地和接地平面——應該分開。快速的上升沿會造成電流毛刺流入接地平面。這些快速的電流毛刺引起的噪聲會破壞模擬性能。模擬地和數(shù)字地(以及電源)應該被連接到一個共用的接地點以便降低循環(huán)流動的數(shù)字和模擬接地電流和噪聲。

　　在高頻段，必須考慮一種稱為“趨膚效應”的現(xiàn)象。趨膚效應會引起電流流向導線的外表面——結果會使得導線的橫截面變窄，因此使直流(DC)電阻增大。雖然趨膚效應超出了本文討論的范圍，這里還是給出銅線中趨膚深度(Skin Depth)的一個很好的近似公式(以cm為單位)：

低靈敏度的電鍍金屬有助于減小趨膚效應。

　　封裝

　　運算放大器通常采用不同的封裝形式。所選的封裝會影響放大器的高頻性能。主要的影響包括寄生效應(前面提到的)和信號路徑。這里我們集中討論放大器的路徑輸入、輸出和電源。

　　圖9示出了采用SOIC封裝(a)和SOT-23封裝(b)的運算放大器之間的布線區(qū)別。每種封裝都有它自身的一些問題。重點看(a)，仔細觀察反饋路徑就發(fā)現(xiàn)有多種方法連接反饋。重要的是保證印制線長度短。反饋路徑中的寄生電感會引起振鈴和過沖。在圖9(a)和9(b)中，環(huán)繞放大器連接反饋路徑。圖9(c)示出了另外一種方法——在SOIC封裝下面連接反饋路徑——這樣就減小了反饋路徑的長度。每種方法都有細微的差別。一種方法會導致印制線過長，會增大串聯(lián)電感。二種方法采用了通孔，會引起寄生電容和寄生電感。在給PCB布線時必須要考慮這些寄生效應的影響及其隱含的問題。SOT-23布線差幾乎是理想的：反饋印制線長度短，而且很少利用通孔；負載和旁路電容從很短的路徑返回到相同的地線連接；正電源端的電容(圖9(b)中未示出)直接放在PCB背面的負電源電容的下面。

低失真放大器的引腳排列：ADI公司提供的一些運算放大器(例如AD80451)采用了一種新的低失真引腳排列，有助于消除上面提及的兩個問題；而且它還提高了其它兩個重要方面的性能。LFCSP的低失真引腳排列，將傳統(tǒng)運算放大器的引腳排列按著逆時針方向移動一個引腳并且增加了一個輸出引腳作為專用的反饋引腳。

低失真引腳排列允許輸出引腳(專用反饋引腳)和反相輸入引腳之間可以靠近連接，如圖11所示。這樣極大地簡化和改善了布線。杭州PCB|杭州smt

這種引腳排列還有一個好處就是降低了二次諧波失真。傳統(tǒng)運算放大器的引腳配置中引起二次諧波失真的一個原因是同相輸入和負電源引腳之間的耦合作用。LFCSP封裝的低失真引腳排列消除了這種耦合所以極大地降低了二次諧波失真；在有些情況下多可降低14 dB。圖12示出了AD80992 采用SOIC封裝和LFCSP封裝失真性能的差別。

這種封裝還有一個好處——功耗低。LFCSP封裝有一個裸露的焊盤，它降低了封裝的熱阻，從而能改善θJA值約40%。因為降低了熱阻，所以降低了器件的工作溫度，也就相當于提高可靠性。

　　目前，ADI公司提供采用新的低失真引腳排列的三種高速運算放大器：AD8045，AD8099和AD80003。

布線和屏蔽

　　PCB上存在各種各樣的模擬和數(shù)字信號，包括從高到低的電壓或電流，從DC到GHz頻率范圍。保證這些信號不相互干擾是非常困難的。

　　回顧前面“誰都別信”部分的建議，關鍵的是預先思考并且為了如何處理PCB上的信號制定出一個計劃。重要的是注意哪些信號是敏感信號并且確定必須采取何種措施來保證信號的完整性。接地平面為電信號提供一個公共參考點，也可以用于屏蔽。如果需要進行信號隔離，首先應該在信號印制線之間留出物理距離。下面是一些值得借鑒的實踐經驗：

　　* 減小同一PCB中長并聯(lián)線的長度和信號印制線間的接近程度可以降低電感耦合。

　　* 減小相鄰層的長印制線長度可以防止電容耦合。

　　* 需要高隔離度的信號印制線應該走不同的層而且——如果它們無法完全隔離的話——應該走正交印制線，而且將接地平面置于它們之間。正交布線可以將電容耦合減至小，而且地線會形成一種電屏蔽。在構成控制阻抗印制線時可以采用這種方法。

　　高頻(RF)信號通常在控制阻抗印制線上流動。就是說，該印制線保持一種特征阻抗，例如50 Ω(RF應用中的典型值)。兩種常見的控制阻抗印制線，微帶線4和帶狀線5都可以達到類似的效果，但是實現(xiàn)的方法不同。

　　微帶控制阻抗印制線，如圖13所示，可以用在PCB的任意一面；它直接采用其下面的接地平面作為其參考平面。

　　公式(6)可以用于計算一塊FR4板的特征阻抗。

H表示從接地平面到信號印制線之間的距離，W表示印制線寬度，T表示印制線厚度；全部尺寸均以密耳(mils)(10-3英寸)為單位。er表示PCB材料的介電常數(shù)。

帶狀控制阻抗印制線(參見圖14)采用了兩層接地平面，信號印制線夾在其中。這種方法使用了較多的印制線，需要的PCB層數(shù)更多，對電介質厚度變化敏感，而且成本更高—所以通常只用于要求嚴格的應用中。

　　用于帶狀線的特征阻抗計算公式如公式(7)所示。

保護環(huán)，或者說“隔離環(huán)”，是運算放大器常用的另一種屏蔽方法，它用于防止寄生電流進入敏感結點。其基本原理很簡單——用一條保護導線將敏感結點完全包圍起來，導線保持或者迫使它保持(低阻抗)與敏感結點相同的電勢，因此使吸收的寄生電流遠離了敏感結點。圖15(a)示出了用于運算放大器反相配置和同相配置中的保護環(huán)的原理圖。圖15(b)示出用于SOT-23-5封裝中兩種保護環(huán)的典型布線方法。